2018年7月PTL光通信论文评析
发布时间：2018-09-26 09:16:35 热度：2642
9/26/2018，光纤在线特邀编辑：邵宇丰，赵云杰，龙颖
2018年7月出版的PTL主要刊登了以下一些方向的文章，包括：光通信系统、光学预失真技术、光学生成技术、可见光传输系统等，笔者将逐一评析。
1.光通信系统
无线通信和光通信被认为是现代信息社会最重要的基础通信模式。随着移动通信业务和无线数据流量的迅速发展，对无线通信系统容量的需求也越来越高。但在高频频带中使用更多的频谱资源，并将载波频率扩展到毫米波频带是一种极有前途的候选方案之一。例如，60GHz频带由于其7GHz的无许可带宽而引起了广泛的关注，而使用THz载波进行无线通信的潜力也被广泛研究。然而，高载波频率系统总是存在很高的传输损耗，这就限制了无线传输范围以及无线服务的覆盖范围。为了增加覆盖面积并在毫米波甚至太赫兹波段提供高系统容量，研究者们提出了光纤无线电（RoF）技术。由于所有复杂且昂贵的组件都转移到了中心局（CO），因此可以通过使用统一平台来实现简单的远程天线单元（RAU）设计、集中式资源分配和多通道操作。尽管目前已经报道了许多RoF无线通信系统实现了几十Gb/s的信号传输，但高频带RoF系统仍面临着一些技术挑战。其中一个主要挑战如何用采用较好的方式来对抗光纤色散影响。传统上，为了减小光纤色散的影响，大都采用基于光学滤波的光学单边带调制（OSSB）、90/120度混合耦合器或边带的单独调制和组合等方式。然而，精确控制的偏置条件、正交相位差或严格设计光学滤波的过程都会显著增加发射机的复杂性。此外，由于自由运行的激光源通常被用作光载波，需要附加的载波相位估计过程，这也会增加接收机中数字信号处理过程的负担。最近，研究人员针对光纤色散问题设计了一种新型的偏振复用发射信号方案，以实现低色散的60GHz频带RoF系统。基于一个双极化二进制相移键控（DP-BPSK）调制器进行调制，基带720P高清视频（1.5Gb/s数据速率）和多频带16QAM数据（3GHz和5.5GHz，4.8Gb/s数据速率）被同时上变频到60GHz频带，以实现简单和紧凑的发射机配置。该系统通过调整输入到偏振器的调制光信号的偏振状态，将可变幅度系数引入到发送信号中，以此来补偿由光纤色散引起的功率衰落。研究人员进行了一系列实验，实现了无差错实时视频显示和数据解调过程。该系统是实现基于偏振复用调制器的实时接收和光纤色散补偿的60GHz频带RoF系统，系统结构图如图1所示。
图1 RoF系统图（LD：激光器；PC：偏振控制器；EDFA：掺饵光纤放大器；DP-BPSK：双极化二进制相位键控；PD：光电探测器；CO：中心局；RAU：远程天线单元；LNA：低噪声放大器；PRE：偏振旋转元件）
产生高质量光学微波信号的光电振荡器（OEO）因其在光学和射频（RF）系统中的许多潜在应用引起了人们极大的研究兴趣。作为微波发生器，人们最希望它能产生频率可调谐的微波。虽然可调谐电子带通滤波器（BPF）可供OEO在千兆赫兹的调谐范围内产生微波信号，但需要高度稳定的电流源来驱动BPF，从而使系统体积庞大且成本昂贵。为了简化系统结构，研究人员设计了结合可调谐微波光子滤波器（MPF）的光电振荡器（OEO）。传统上，OEO结构中需要外部调制器来构成反馈回路，并且通常需要高增益射频（RF）功率放大器（PA）来补偿高RF损耗。采用直接调制方式的半导体激光器（DML）可以用作激光源和调制器，并且其高调制效率能降低链路RF损耗。此外，DML能简单地与其他组件单片集成，从而实现更为紧凑的OEO架构。近年来，已有研究证明了基于直接调制分布反馈（DFB）激光器、基于垂直腔面发射激光器和微方形激光器的OEO，然而，这些OEO仍需要电带通滤波器（BPF）来执行模式选择。为了去除电BPF，研究人员提出了在光学注入过程中使用DML的OEO新结构。此外，在无需电过滤器和光学注入的情况下，研究者人员基于直接调制的DFB激光器设计了可调谐的OEO。最近，研究人员提出并研究了基于AlGaInAs/InP直接调制的微方形激光器的可调谐OEO方案（如图2所示），该方案不需要任何外部调制器和电BPF，因此系统结构相对简单。由于微方形激光器在驰豫振荡频率下的高调制效率和低至13dB的电回路增益足以使OEO实现3.51GHz的频率振荡；该方案通过调整微方形激光器的偏置电流，将OEO的振荡频率和驰豫振荡频率进行调谐，从而产生频率可调范围为3.51-8.16GHz的微波信号。研究人员对所产生微波信号的相位噪声性能进行了评估。实验结果表明，对于7.48GHz的微波信号而言，相位噪声在10KHz的偏移下测量值为-112.5dBc/Hz（比已有研究中的最佳相位噪声低约9dB）。由于微方形激光器具有紧凑尺寸和简单制作的优点，该类光子微波源结构有可能通过有效使用大规模制造技术的单片光电集成电路来实现。
图2 基于直接调制微腔激光器的可调谐OEO系统框图（EDFA：掺饵光纤放大器；OBPF:光学带通滤波器；OSA：光谱分析仪；PC：偏振控制器；PBS/PBC：偏振分束器/合束器；SMF：单模光纤；PD：光电探测器；BC：阻塞电容器；PA：射频功率放大器；ESA：电子频谱分析仪；RF Attn：射频衰减器）
2.光学预失真技术
由于自干扰消除（SIC）技术有可能实现真正的带内全双工（IBFD）通信，所以该技术被认为是5G和未来无线系统的关键技术。与当前的LTE频分双工（FDD）技术不同，IBFD操作利用单个信道进行发送和接收，从而使频谱效率提高一倍并提高了灵活性。在IBFD系统中，相邻发射机间的强干扰会损坏所接收到的有用信号（SOI）。由于带内干扰不能简单地通过滤波消除，因而人们设计各种方案（包括基于模拟电子技术、数字电子和光子学技术的方案）来解决该问题。然而，模拟电子技术常受到窄带宽和时间延迟调谐不精准的影响；光子学技术技术则能提供宽工作带宽和高精度的时间延迟调谐，基于光学射频（RF）的SIC引起了人们的关注。类似于模拟电子SIC系统，光子学方案可以通过从接收信号中减去传输信号的副本来消除自干扰。因此，SIC的关键任务是执行信号抵消，并需要适当的时间延迟和幅度调整以匹配干扰。已有研究人员提出在互补的传输斜率上偏置两个马赫-曾德尔调制器（MZM）来实现信号抵消。当该系统满足延迟和幅度要求时可以在光电二极管处消除自干扰，从而产生清晰的SOI。然而，该方案的实现需要两个不同波长的激光源来防止相干拍频噪声。除了MZM之外，还有研究使用两个电吸收调制器（EAM）来消除自干扰过程。由于两个EAM之间的较好的频率响应匹配，瞬时抵消自干扰，从而使带宽显著提高。但由于使用了两个EAM，应附加射频（RF）巴伦变换器或差分检测来实现信号减法。目前，研究人员设计了基于双驱动MZM或双并联MZM的若干预失真技术方案来消除自干扰的影响，原理是通过在两个信号抽头之间引入相移过程来执行信号减法。上述方案中的预失真操作是在电域实现的（如RF延迟线），这将带来有限带宽和粗糙调整造成的缺点。在事先未知干扰时，其他方法也可以使用MZM的非线性传递特性消除干扰，从而避免系统对信号减法操作和时间延迟调整的需要。但是该方法对于要去除的信号有特定的幅度要求，限制了其在干扰信号幅度是非静止状态下的应用。最近，研究人员设计并实验证明了一种新型的光学射频（RF）SIC方案（如图3所示），该方案包括具有预失真光学载波的强度调制直接检测（IMDD）系统。研究人员利用干涉的先验知识，使用电光强度调制器（EOM）对光源进行预失真设计。在通过适当长度的光延迟线传输之后，在第二个EOM中可以减轻信号干扰。由于采用级联两个EOM配置，该SIC系统需要单个激光源和独立光路使该系统和RoF系统兼容。此外，方案中只需改变调制器偏置电压就可以实现幅度调整，给人们提供了一种经济有效的解决方案。与其他预失真系统相比，该系统的优势在于其中的信号延迟过程是全光执行的，不需要射频延迟线。
图3 SIC系统方案图（LD：激光器；EOM：电光强度调制器；VODL：可变光延迟线；PD：光电探测器）
3.光学生成技术
近年来，任意波形微波的光子生成问题一直是人们关注的热点。人们已经设计了许多光学方法来产生各类信号（包括微波信号、雷达脉冲压缩信号、微波三角波或方波信号等）以克服已知电子技术生成波形的有限频率和带宽受限缺陷，并具有低损耗、高频率、大带宽、抗电磁干扰等独特优势。在各种微波波形中，相位编码微波波形因其易于生成和良好的脉冲压缩能力而被广泛应用于脉冲压缩雷达系统。相位编码微波波形可以通过自由空间光学器件产生，可重构性强，但存在信号转换损耗大的缺点。已有研究人员提出基于纯光纤的方法来避免自由空间信号的传输损耗缺点。一种方法是基于光谱整形和频率-时间映射的方案，但该方案生成的波形因为有限持续时间而限制了其应用。光学外部调制是生成相位微波波形的有效解决方案，并具有持续时间长且易于实现的优势。随着雷达系统的快速发展，需要在更高的频带中生成相位编码的微波波形以满足最新应用，因此有很多研究机构提出了光子倍频相位编码微波波形生成方法。虽然上述方案设计的结构主要是基于简单的偏振调制器实现，但只能生成倍频的相位编码微波波形。此外，小的倍频因子也限制了它的应用；也有相关的研究方案能实现相对较大（最高可达4或8）的倍频过程，但系统结构相对复杂，并且其中均采用了双偏振正交相移键控（DP-QPSK）调制器，甚至是更多的电气或光学器件，成本耗费高。为了简化结构并降低倍频相位编码微波波形生成过程的成本，迫切需要设计新的方案。目前，研究人员设计了一种基于简单双驱动马赫-曾德尔调制器（DD-MZM）生成频率倍增可调的微波波形的新型方案（如图4所示）。与传统研究中的发生器相比，该方案简化了系统且成本耗费更低。此外，该方案所设计的系统频率倍增因子理论上可以从2到4。研究人员分别生成并演示了在16GHz或30GHz时频率倍增的相位编码微波波形以及在21GHz或30GHz时频率三倍的相位编码微波波形的生成过程。
图4 倍频相位编码微波信号的生成方案图（LD：激光器；DD-MZM：双驱动马赫-曾德尔调制器；MSG：微波信号发生器；PPG：脉冲模式发生器；PD：光电探测器；DSO：数字采样示波器；SA：信号分析仪）
光学生成三角形波技术因在全光频率变换、光脉冲倍增、光脉冲压缩以及信号复制等领域方面的广泛应用引起了人们的研究兴趣。迄今为止，人们已经设计出了许多光学方法来产生三角波脉冲。在上述方案中，通常使用频谱整形或频率-时间映射（FTTM）技术。其中，锁模激光器的光谱由光学频谱整形器（如空间光调制器）生成。；并通过色散元件执行FTTM以在时域中产生三角脉冲。上述方案的主要缺点是使用超短脉冲和空间光调制器会导致高成本；此外该方案所产生的三角波脉冲通常占空比较小（<1）。然而，对于许多新应用而言具有全占空比的三角波脉冲生成技术更具竞争优势。幸运的是，基于连续波（CW）的光学外部调制方法可以产生全占空比的三角波脉冲。在该类系统中，可以通过幅值比为九的一阶谐波和三阶谐波来获得三角脉冲，从而在时域中组合构成三角形波形。也有研究人员提出使用双驱动马赫-曾德尔调制器（MZM）和一部分色散光纤来产生三角脉冲。在该方案中，色散光纤被用来抑制额外谐波。单驱动马赫-曾德尔调制器（MZM）也可以用来产生三角脉冲，此时MZM首先偏置在最小传输点（MITP），然后遵循包括受激布里渊散射（SBS）的载波恢复和光学载波的光谱处理以产生三角脉冲。为了去除这些研究中的附加光学器件（如色散光纤或光学滤波器），有研究人员提出使用单个双平行MZM生成三角波脉冲，但需要两个具有不同频率或一个90度偏差混频的射频信号。此外，双偏振调制也可以应用于三角脉冲的产生，但上述方案的共同问题是使用了电光调制器，将增加系统成本并存在偏置漂移问题。最近，研究人员提出并实验证明了一种基于单频RF驱动的双半导体激光器产生三角波脉冲的方案（如图5所示）。该方案首先对半导体激光器进行直接调制以获得基频分量。同时外部光注入驱动另一半导体激光器实现非线性动态，其振荡频率可调谐为基频的3倍，然后施加相同的RF信号以稳定振荡频率。上述方案可以很好地抑制其它谐波以得到所需的三阶谐波信号。在适当设置幅度和时间延迟之后，合成的两个信号以生成三角波脉冲序列，该方案大大降低了系统成本和器件配置的复杂性。
图5 三角板脉冲发生器方案图（TLS：可调谐激光源；Att：光衰减器；PC：偏振控制器；CIR：光环行器；SL：半导体激光器；OTDL：光学可调延迟线；PBC：偏振光束组合器；PD：光电探测器）
4.可见光传输系统
众所周知，可见光通信（VLC）已经发展成为5G无线通信系统的补充技术。可见光通信具有免频谱许可、抗电磁干扰等优点。然而，VLC系统的吞吐量受到发光二极管（LED）带宽的限制。为了进一步在有限带宽内提高数据传输速率，人们已经证明具有高频谱效率的多载波技术可作为候选方案，尤其是作为高频谱效率的正交频分复用（OFDM）被考虑用于VLC系统。在OFDM-VLC系统中，所有子载波（SCs）都作为并行发送子信道，考虑到信噪比（SNR）在较高频率下有所降低，因此，低频子载波（SC）具有比高频子载波（SC）更低的误码率（BER），并且所有SC上的发送数据都处于不平衡SNR的状态。为了减小频率选择性衰落引起的影响，研究人员设计了若干预编码方案（如离散傅立叶变换（DFT）和正交循环矩阵变换（OCT）方案）。然而，上述方案将引起额外的编码成本和计算复杂性。在已有的研究方案中，成对编码（PWC）技术可以最大化光强度调制过程从而提升直接检测（IM/DD）系统的接收灵敏度；基于奈奎斯特波分复用（WDM）的超信道传输可以改善信道间干扰容限的影响；基于偏振分复用（PDM）的相干光通信系统在存在偏振相关损耗的情况下可以提升传输容量。由于两个子载波之间存在SNR差异，因此可以通过较大的不平衡SNR来获得性能增益。对于PWC方案，在发射机处不需要编码开销。然而，如果仅使用QPSK或16QAM的调制格式，系统容量将受到限制；为了进一步提升系统吞吐量，研究人员在VLC系统中设计了基于信噪比（SNR）间隙的自适应调制方案，并将高阶调制格式应用于具有高SNR的低频SC中，而低阶调制格式则用于SNR较差的高频SC中。但是，由于高阶调制格式星座图中星座点欧几里得距离更近，利用PWC难以补偿高频SC中的信噪比，因此系统的收发性能将受到影响。最近，研究人员设计了一种改进的PWC自适应方案，并在OFDM-VLC系统中进行了实验验证。与具有相同数据速率的传统自适应方案相比，该方案使用适当的调整阶数格式调制不同频率的SC；并采用无开销和低复杂度的PWC方案来抵抗VLC系统的频率选择性衰落效应，以有效提升系统整体性能。成对编码（PWC）及其解码过程如图6所示。
图6 （a）成对编码 （b）成对解码
2018年7月出版的PTL主要刊登了以下一些方向的文章，包括：光通信系统、光学预失真技术、光学生成技术、可见光传输系统等，笔者将逐一评析。
1.光通信系统
无线通信和光通信被认为是现代信息社会最重要的基础通信模式。随着移动通信业务和无线数据流量的迅速发展，对无线通信系统容量的需求也越来越高。但在高频频带中使用更多的频谱资源，并将载波频率扩展到毫米波频带是一种极有前途的候选方案之一。例如，60GHz频带由于其7GHz的无许可带宽而引起了广泛的关注，而使用THz载波进行无线通信的潜力也被广泛研究。然而，高载波频率系统总是存在很高的传输损耗，这就限制了无线传输范围以及无线服务的覆盖范围。为了增加覆盖面积并在毫米波甚至太赫兹波段提供高系统容量，研究者们提出了光纤无线电（RoF）技术。由于所有复杂且昂贵的组件都转移到了中心局（CO），因此可以通过使用统一平台来实现简单的远程天线单元（RAU）设计、集中式资源分配和多通道操作。尽管目前已经报道了许多RoF无线通信系统实现了几十Gb/s的信号传输，但高频带RoF系统仍面临着一些技术挑战。其中一个主要挑战如何用采用较好的方式来对抗光纤色散影响。传统上，为了减小光纤色散的影响，大都采用基于光学滤波的光学单边带调制（OSSB）、90/120度混合耦合器或边带的单独调制和组合等方式。然而，精确控制的偏置条件、正交相位差或严格设计光学滤波的过程都会显著增加发射机的复杂性。此外，由于自由运行的激光源通常被用作光载波，需要附加的载波相位估计过程，这也会增加接收机中数字信号处理过程的负担。最近，研究人员针对光纤色散问题设计了一种新型的偏振复用发射信号方案，以实现低色散的60GHz频带RoF系统。基于一个双极化二进制相移键控（DP-BPSK）调制器进行调制，基带720P高清视频（1.5Gb/s数据速率）和多频带16QAM数据（3GHz和5.5GHz，4.8Gb/s数据速率）被同时上变频到60GHz频带，以实现简单和紧凑的发射机配置。该系统通过调整输入到偏振器的调制光信号的偏振状态，将可变幅度系数引入到发送信号中，以此来补偿由光纤色散引起的功率衰落。研究人员进行了一系列实验，实现了无差错实时视频显示和数据解调过程。该系统是实现基于偏振复用调制器的实时接收和光纤色散补偿的60GHz频带RoF系统，系统结构图如图1所示。
图1 RoF系统图（LD：激光器；PC：偏振控制器；EDFA：掺饵光纤放大器；DP-BPSK：双极化二进制相位键控；PD：光电探测器；CO：中心局；RAU：远程天线单元；LNA：低噪声放大器；PRE：偏振旋转元件）
产生高质量光学微波信号的光电振荡器（OEO）因其在光学和射频（RF）系统中的许多潜在应用引起了人们极大的研究兴趣。作为微波发生器，人们最希望它能产生频率可调谐的微波。虽然可调谐电子带通滤波器（BPF）可供OEO在千兆赫兹的调谐范围内产生微波信号，但需要高度稳定的电流源来驱动BPF，从而使系统体积庞大且成本昂贵。为了简化系统结构，研究人员设计了结合可调谐微波光子滤波器（MPF）的光电振荡器（OEO）。传统上，OEO结构中需要外部调制器来构成反馈回路，并且通常需要高增益射频（RF）功率放大器（PA）来补偿高RF损耗。采用直接调制方式的半导体激光器（DML）可以用作激光源和调制器，并且其高调制效率能降低链路RF损耗。此外，DML能简单地与其他组件单片集成，从而实现更为紧凑的OEO架构。近年来，已有研究证明了基于直接调制分布反馈（DFB）激光器、基于垂直腔面发射激光器和微方形激光器的OEO，然而，这些OEO仍需要电带通滤波器（BPF）来执行模式选择。为了去除电BPF，研究人员提出了在光学注入过程中使用DML的OEO新结构。此外，在无需电过滤器和光学注入的情况下，研究者人员基于直接调制的DFB激光器设计了可调谐的OEO。最近，研究人员提出并研究了基于AlGaInAs/InP直接调制的微方形激光器的可调谐OEO方案（如图2所示），该方案不需要任何外部调制器和电BPF，因此系统结构相对简单。由于微方形激光器在驰豫振荡频率下的高调制效率和低至13dB的电回路增益足以使OEO实现3.51GHz的频率振荡；该方案通过调整微方形激光器的偏置电流，将OEO的振荡频率和驰豫振荡频率进行调谐，从而产生频率可调范围为3.51-8.16GHz的微波信号。研究人员对所产生微波信号的相位噪声性能进行了评估。实验结果表明，对于7.48GHz的微波信号而言，相位噪声在10KHz的偏移下测量值为-112.5dBc/Hz（比已有研究中的最佳相位噪声低约9dB）。由于微方形激光器具有紧凑尺寸和简单制作的优点，该类光子微波源结构有可能通过有效使用大规模制造技术的单片光电集成电路来实现。
图2 基于直接调制微腔激光器的可调谐OEO系统框图（EDFA：掺饵光纤放大器；OBPF:光学带通滤波器；OSA：光谱分析仪；PC：偏振控制器；PBS/PBC：偏振分束器/合束器；SMF：单模光纤；PD：光电探测器；BC：阻塞电容器；PA：射频功率放大器；ESA：电子频谱分析仪；RF Attn：射频衰减器）
2.光学预失真技术
由于自干扰消除（SIC）技术有可能实现真正的带内全双工（IBFD）通信，所以该技术被认为是5G和未来无线系统的关键技术。与当前的LTE频分双工（FDD）技术不同，IBFD操作利用单个信道进行发送和接收，从而使频谱效率提高一倍并提高了灵活性。在IBFD系统中，相邻发射机间的强干扰会损坏所接收到的有用信号（SOI）。由于带内干扰不能简单地通过滤波消除，因而人们设计各种方案（包括基于模拟电子技术、数字电子和光子学技术的方案）来解决该问题。然而，模拟电子技术常受到窄带宽和时间延迟调谐不精准的影响；光子学技术技术则能提供宽工作带宽和高精度的时间延迟调谐，基于光学射频（RF）的SIC引起了人们的关注。类似于模拟电子SIC系统，光子学方案可以通过从接收信号中减去传输信号的副本来消除自干扰。因此，SIC的关键任务是执行信号抵消，并需要适当的时间延迟和幅度调整以匹配干扰。已有研究人员提出在互补的传输斜率上偏置两个马赫-曾德尔调制器（MZM）来实现信号抵消。当该系统满足延迟和幅度要求时可以在光电二极管处消除自干扰，从而产生清晰的SOI。然而，该方案的实现需要两个不同波长的激光源来防止相干拍频噪声。除了MZM之外，还有研究使用两个电吸收调制器（EAM）来消除自干扰过程。由于两个EAM之间的较好的频率响应匹配，瞬时抵消自干扰，从而使带宽显著提高。但由于使用了两个EAM，应附加射频（RF）巴伦变换器或差分检测来实现信号减法。目前，研究人员设计了基于双驱动MZM或双并联MZM的若干预失真技术方案来消除自干扰的影响，原理是通过在两个信号抽头之间引入相移过程来执行信号减法。上述方案中的预失真操作是在电域实现的（如RF延迟线），这将带来有限带宽和粗糙调整造成的缺点。在事先未知干扰时，其他方法也可以使用MZM的非线性传递特性消除干扰，从而避免系统对信号减法操作和时间延迟调整的需要。但是该方法对于要去除的信号有特定的幅度要求，限制了其在干扰信号幅度是非静止状态下的应用。最近，研究人员设计并实验证明了一种新型的光学射频（RF）SIC方案（如图3所示），该方案包括具有预失真光学载波的强度调制直接检测（IMDD）系统。研究人员利用干涉的先验知识，使用电光强度调制器（EOM）对光源进行预失真设计。在通过适当长度的光延迟线传输之后，在第二个EOM中可以减轻信号干扰。由于采用级联两个EOM配置，该SIC系统需要单个激光源和独立光路使该系统和RoF系统兼容。此外，方案中只需改变调制器偏置电压就可以实现幅度调整，给人们提供了一种经济有效的解决方案。与其他预失真系统相比，该系统的优势在于其中的信号延迟过程是全光执行的，不需要射频延迟线。
图3 SIC系统方案图（LD：激光器；EOM：电光强度调制器；VODL：可变光延迟线；PD：光电探测器）
3.光学生成技术
近年来，任意波形微波的光子生成问题一直是人们关注的热点。人们已经设计了许多光学方法来产生各类信号（包括微波信号、雷达脉冲压缩信号、微波三角波或方波信号等）以克服已知电子技术生成波形的有限频率和带宽受限缺陷，并具有低损耗、高频率、大带宽、抗电磁干扰等独特优势。在各种微波波形中，相位编码微波波形因其易于生成和良好的脉冲压缩能力而被广泛应用于脉冲压缩雷达系统。相位编码微波波形可以通过自由空间光学器件产生，可重构性强，但存在信号转换损耗大的缺点。已有研究人员提出基于纯光纤的方法来避免自由空间信号的传输损耗缺点。一种方法是基于光谱整形和频率-时间映射的方案，但该方案生成的波形因为有限持续时间而限制了其应用。光学外部调制是生成相位微波波形的有效解决方案，并具有持续时间长且易于实现的优势。随着雷达系统的快速发展，需要在更高的频带中生成相位编码的微波波形以满足最新应用，因此有很多研究机构提出了光子倍频相位编码微波波形生成方法。虽然上述方案设计的结构主要是基于简单的偏振调制器实现，但只能生成倍频的相位编码微波波形。此外，小的倍频因子也限制了它的应用；也有相关的研究方案能实现相对较大（最高可达4或8）的倍频过程，但系统结构相对复杂，并且其中均采用了双偏振正交相移键控（DP-QPSK）调制器，甚至是更多的电气或光学器件，成本耗费高。为了简化结构并降低倍频相位编码微波波形生成过程的成本，迫切需要设计新的方案。目前，研究人员设计了一种基于简单双驱动马赫-曾德尔调制器（DD-MZM）生成频率倍增可调的微波波形的新型方案（如图4所示）。与传统研究中的发生器相比，该方案简化了系统且成本耗费更低。此外，该方案所设计的系统频率倍增因子理论上可以从2到4。研究人员分别生成并演示了在16GHz或30GHz时频率倍增的相位编码微波波形以及在21GHz或30GHz时频率三倍的相位编码微波波形的生成过程。
图4 倍频相位编码微波信号的生成方案图（LD：激光器；DD-MZM：双驱动马赫-曾德尔调制器；MSG：微波信号发生器；PPG：脉冲模式发生器；PD：光电探测器；DSO：数字采样示波器；SA：信号分析仪）
光学生成三角形波技术因在全光频率变换、光脉冲倍增、光脉冲压缩以及信号复制等领域方面的广泛应用引起了人们的研究兴趣。迄今为止，人们已经设计出了许多光学方法来产生三角波脉冲。在上述方案中，通常使用频谱整形或频率-时间映射（FTTM）技术。其中，锁模激光器的光谱由光学频谱整形器（如空间光调制器）生成。；并通过色散元件执行FTTM以在时域中产生三角脉冲。上述方案的主要缺点是使用超短脉冲和空间光调制器会导致高成本；此外该方案所产生的三角波脉冲通常占空比较小（<1）。然而，对于许多新应用而言具有全占空比的三角波脉冲生成技术更具竞争优势。幸运的是，基于连续波（CW）的光学外部调制方法可以产生全占空比的三角波脉冲。在该类系统中，可以通过幅值比为九的一阶谐波和三阶谐波来获得三角脉冲，从而在时域中组合构成三角形波形。也有研究人员提出使用双驱动马赫-曾德尔调制器（MZM）和一部分色散光纤来产生三角脉冲。在该方案中，色散光纤被用来抑制额外谐波。单驱动马赫-曾德尔调制器（MZM）也可以用来产生三角脉冲，此时MZM首先偏置在最小传输点（MITP），然后遵循包括受激布里渊散射（SBS）的载波恢复和光学载波的光谱处理以产生三角脉冲。为了去除这些研究中的附加光学器件（如色散光纤或光学滤波器），有研究人员提出使用单个双平行MZM生成三角波脉冲，但需要两个具有不同频率或一个90度偏差混频的射频信号。此外，双偏振调制也可以应用于三角脉冲的产生，但上述方案的共同问题是使用了电光调制器，将增加系统成本并存在偏置漂移问题。最近，研究人员提出并实验证明了一种基于单频RF驱动的双半导体激光器产生三角波脉冲的方案（如图5所示）。该方案首先对半导体激光器进行直接调制以获得基频分量。同时外部光注入驱动另一半导体激光器实现非线性动态，其振荡频率可调谐为基频的3倍，然后施加相同的RF信号以稳定振荡频率。上述方案可以很好地抑制其它谐波以得到所需的三阶谐波信号。在适当设置幅度和时间延迟之后，合成的两个信号以生成三角波脉冲序列，该方案大大降低了系统成本和器件配置的复杂性。
图5 三角板脉冲发生器方案图（TLS：可调谐激光源；Att：光衰减器；PC：偏振控制器；CIR：光环行器；SL：半导体激光器；OTDL：光学可调延迟线；PBC：偏振光束组合器；PD：光电探测器）
4.可见光传输系统
众所周知，可见光通信（VLC）已经发展成为5G无线通信系统的补充技术。可见光通信具有免频谱许可、抗电磁干扰等优点。然而，VLC系统的吞吐量受到发光二极管（LED）带宽的限制。为了进一步在有限带宽内提高数据传输速率，人们已经证明具有高频谱效率的多载波技术可作为候选方案，尤其是作为高频谱效率的正交频分复用（OFDM）被考虑用于VLC系统。在OFDM-VLC系统中，所有子载波（SCs）都作为并行发送子信道，考虑到信噪比（SNR）在较高频率下有所降低，因此，低频子载波（SC）具有比高频子载波（SC）更低的误码率（BER），并且所有SC上的发送数据都处于不平衡SNR的状态。为了减小频率选择性衰落引起的影响，研究人员设计了若干预编码方案（如离散傅立叶变换（DFT）和正交循环矩阵变换（OCT）方案）。然而，上述方案将引起额外的编码成本和计算复杂性。在已有的研究方案中，成对编码（PWC）技术可以最大化光强度调制过程从而提升直接检测（IM/DD）系统的接收灵敏度；基于奈奎斯特波分复用（WDM）的超信道传输可以改善信道间干扰容限的影响；基于偏振分复用（PDM）的相干光通信系统在存在偏振相关损耗的情况下可以提升传输容量。由于两个子载波之间存在SNR差异，因此可以通过较大的不平衡SNR来获得性能增益。对于PWC方案，在发射机处不需要编码开销。然而，如果仅使用QPSK或16QAM的调制格式，系统容量将受到限制；为了进一步提升系统吞吐量，研究人员在VLC系统中设计了基于信噪比（SNR）间隙的自适应调制方案，并将高阶调制格式应用于具有高SNR的低频SC中，而低阶调制格式则用于SNR较差的高频SC中。但是，由于高阶调制格式星座图中星座点欧几里得距离更近，利用PWC难以补偿高频SC中的信噪比，因此系统的收发性能将受到影响。最近，研究人员设计了一种改进的PWC自适应方案，并在OFDM-VLC系统中进行了实验验证。与具有相同数据速率的传统自适应方案相比，该方案使用适当的调整阶数格式调制不同频率的SC；并采用无开销和低复杂度的PWC方案来抵抗VLC系统的频率选择性衰落效应，以有效提升系统整体性能。成对编码（PWC）及其解码过程如图6所示。
图6 （a）成对编码 （b）成对解码
