2018年7月JLT光通信论文评析
发布时间：2018-09-26 08:55:16 热度：2637
9/26/2018，光纤在线特邀编辑：邵宇丰，赵云杰，龙颖
2018年7月出版的JLT主要刊登了以下一些方向的文章，包括：调制技术，光网络及子系统,光信号处理，光传输等，笔者将逐一评析。
1.调制技术
数据中心核心网络带宽需求的不断增加导致高速光通信系统的传输容量也必须不断提升。现有光通信网络的可用带宽是有限的，因此需要利用高阶调制格式才能实现高光谱效率（SE）光信号传输。基于偏振分复用（PDM）16进制正交幅度（16-QAM）格式的光通信系统是在实际可用光信噪比（OSNR）条件下实现高SE的潜在技术之一。例如，基于奈奎斯特原理定义滚降系数为0.01的22信道15.625 Gbaud的PDM 16-QAM信号以16 GHz间隔传输时SE可达6.25b/s/Hz。7×10 Gbaud PDM-16QAM信号在SE为6.60b/s/Hz的情况下，可在SMF-28光纤中实现传输距离超过5890公里。37.5Gbaud 的PDM 16-QAM信号采用后均衡技术可以实现净SE值为6.66b/s/Hz。此外，传输间距为16 GHz的16Gbaud PDM-16QAM信号已经实现了在1200公里标准单模光纤上的成功传输，误码率（BER）低于7％的硬判决前向纠错(HD-FEC)阈值，实现净SE值最高可达7.47b/s/Hz。除了上述的高SE值16-QAM信号传输方案，超奈奎斯特速率（FTN）信号可以通过应用波分复用（WDM）信道进一步提升SE。在FTN系统中，载波间干扰（ICI）和信号间干扰（ISI）是需要解决的两个主要问题。一种直接实现FTN传输的方法是重叠相邻信道，但这将会引入ICI；基于联合多输入多输出（MIMO）系统在30 GHz带宽的2×16 Gbaud双载波FTN 16-QAM超信道中可实现在超过960公里的传输，其净SE值为7.68 b/s/Hz，但是该方法需要锁定光源频率和实现重叠信道的同时接收将增加收发器的复杂性。另一种方案是通过引入可控制的ISI来避免ICI。例如，应用双二进制或多进制整形技术通过余弦频谱整形部分抑制ICI和利用具有2抽头（或3抽头）的最大似然序列检测（MLSD）来消除ISI。实际上，包括光学滤波，电域过滤和数字过滤的主动滤波方法也被证明是有效的。对于光学滤波，大多数研究机构是采用QPSK格式，在组合波分复用信道前通常应用波长选择开关（WSS）且恢复的信号星座图是基于9-QAM星座映射的。然而，对于16-QAM的高阶调制格式，当信道间隔小于信号速率时，光学滤波方法仍然是有缺陷的。因此，引入时频模块（TFP）是一个可行的解决方案，它可以优化时间频率和时间间隔以达到最大SE。通过利用电域过滤技术，PDM-QPSK调制格式的净SE可达7.1 b/s/Hz。研究人员主要使用数字过滤器抑制信道间的ICI以实现更精确的频谱整形。研究人员在5信道WDM 32GbaudPDM 16-QAM FTN系统中验证了上述方案。他们还证明了29 GHz信道间隔的WDM信号可以在标准单模光纤（SSMF）传输上超过80公里，BER为4.5×10-3（低于7％HD-FEC阈值）；每256Gb/s（32 Gbaud×2×4）信道的总数据传输速率高达1.28Tb/s（256 Gb/s×5）。在WDM系统中比特率为1.15Tb/s，每个信道的比特率为230.8Gb/s，PDM 16-QAM信号的净频谱效率能达到前所未有的高水准值7.96bit/s/Hz（1.15Tb/s/5/29GHz）。研究人员通过实验展示了具有32Gbaud PDM的16-QAM信号和29 GHz信道间隔1.28 Tb/s5波长FTN-WDM系统。在超过80公里的SSMF传输后，FTN-WDM信道的BER均低于7％HD-FEC阈值，相关实验系统的工作流程图如图1所示。
图1.（a）发射机中的DSP处理过程，RRC：上升余弦，AWG：任意波形发生器；（b）接收机中的DSP处理过程，CD：色散，RLS：递归最小二乘，MLSD：最大似然序列；（c）奈奎斯特16-QAM信号的构成，Pol：极化；（d）BPS的算法结构，BPS：盲相搜索。
2.光网络及子系统
具有大时间带宽积的线性调频（LFM）信号是使用最广泛的脉冲压缩信号之一。在测量系统中由于它具备提升测量速度和精度的优点而被广泛地被应用于雷达，声纳，地震勘测，和安全沟通领域。特别是在现代电子战中，来自雷达和通信系统中截取的射频信号需要分享，同时和瞬时测量LFM信号的参数变得非常重要（测量的参数包括中心频率（CF），带宽（BW），脉冲宽度（PW），脉冲幅度（PA）和到达时间（TOA）等）。由于通常需要相关频率信息来识别参数，因此首先需要完成频率测量。虽然传统的电子测量技术在高分辨率下表现高灵活性，但其易受电磁干扰（EMI）的影响；另外，现有的电子技术瓶颈导致测量系统的带宽被限制在大约18GHz范围内；为解决该问题，研究人员设计了基于微波光子学的频率测量方案，即采用光子技术实现大带宽和抵抗EMI的测量过程。一般来说，基于光子学的频率测量技术可以分为三类，即频率-空间映射，频率-时间映射和频率 -功率映射。在第一类方案中，通过使用光学信道器来实现微波频率测量过程；该技术的关键原理是将由频率未知的微波调制的光信号分离到具有不同中心频率的多个光通道。但是，该技术一般需要专门设计的设备，如具有一组连续通带的滤光器、光梳、具有不同自由光谱范围的法布里-珀罗滤波器（FSR）和光电探测器（PD）阵列。因此，这类实验设备通常代价高昂，体积庞大且难以设计。在第二类方案中，光载波信号的时间延迟和微波信号的频率间有内在联系，可以完成同时识别多个频率的过程；与此方法相关的关键问题是系统对色散元件和滤光器有高需求，因此分辨率受到限制；即便可以实现几千赫兹的分辨率，但系统的测量范围会非常小，通常是几MHz。在第三类方案中，通过计算幅度比较函数（ACF）来即时估计微波信号的频率，此方法也可用来监测并比较两个频率相关的光学或微波功率。在基于瞬时频率测量（IFM）方案的典型的光功率监测中，两个载波抑制的双边带信号的载波波长被设置在正弦形滤波器的不同位置，因此两个波长信道中的边带受到不同的影响导致功率衰落，通过监测和比较两个波长通道中的光功率可以估计微波信号的频率。我们知道，为实现载波抑制双边带调制，Mach-Zehnder调制器（MZM）应该偏置在最小传输点，但MZM的偏压飘移将导致显著的测量误差；另一方面，对于基于微波功率监测的IFM方案，调制器通常偏置于正交点。在色散影响之后，不同波长或不同的极化状态的微波调制光信号将产生不同的功率衰落。比较研究发现，从两个光信号中检测到的两个微波功率获得的ACF随着微波频率变化单调增加或减小；因此频率未知的微波信号可以从ACF中检测到。基于双波长或双极化状态微波功率监测系统在范围可调性方面表现良好，但它的缺陷是获得的ACF斜率非常小，这将导致测量范围过小和测量误差增大。为了扩大测量范围并减少测量误差，应用同步相位调制（PM）和强度调制（IM）可实现功率衰减互补。在系统中应用单个偏振调制器（PolM）能简化系统结构；还有其他技术如MZM的级联和四波混频技术均可实现微波功率频率映射。与频率-空间映射和频率-时间映射技术相比，频率-功率映射过程实现简单，而且改进后的测量范围和测量稳定性具有明显的应用优势（在最佳40 GHz测量范围内可实现100 MHz的测量分辨率）。上面讨论的方案仅针对频率设计测量方案。最近，研究人员设计了一种新型可用于同时测量多个参数（频率，幅度，脉冲宽度和到达微波脉冲信号的时间）的方法。虽然该方法对LFM信号多参数测量具有参考意义，但ACF的斜率会随微波频率的变化而变化，导致的后果是，当从LFM信号的振幅比获取宽带的频率慢时，测量值会出现错误且会进一步影响到其他参数。因此，具有恒定一阶线性的ACF需要派生多个参数来识别LFM信号。研究人员提出并实验证明了可以同时测量LFM信号的CF、B、PW、PA和TOA的光学系统。在该系统中，PolM与两个偏振器可同时实现IM和PM；其中，相位调制信号被导入光学线性滤波器用于区分PM-IM转换的边带。根据线性ACF，可以容易地估计LFM信号的频率和其他参数。在实验中，LFM信号的CF、BW、PW、PA和TOA的测量误差分别在±0.3GHz，±0.4GHz，±120ps，±50mV和±15ps范围内。由于获得了ACF的线性特性，测量范围限制在PolM和PD的带宽内，测量范围可能超过50GHz。该技术得以实施归功于基于线性ACF频率-微波功率映射的成功实现。由于光学滤波器的线性特性，一阶PM信号被微分。因此可以通过计算PM信号和IM信号产生光电流的功率来获得线性的ACF。该系统是多功能和结构紧凑的，可以应用到现代电磁对抗系统中，其工作原理图如图2所示。
图2. LFM微波信号的瞬时多参数测量过程和测量系统示意图，LD：激光二极管;PC：偏振控制器; PolM：偏振调制器; PBS：极化分束器; LF：线性滤波器; PD：光电探测器; ADC：模数转换器;DSP：数字信号处理。
3.光信号处理
研究人员设计并演示了一种基于FPGA的实时25mb/s双极性NRZ-OOK可见光收发系统，该系统使用448nm工作波长的商用低成本蓝色LED光源进行水下光无线通信（UOWC）链接，以测试相关实验数据（如水下衰减系数、编码增益、BER和接收器灵敏度等）。同时研究人员也研究了一些在UOWC系统设计中起重要作用的客观制约因素。实验在室内环境中进行，因此背景噪声很小；当然背景光的噪声也应被考虑，以验证其是否会对系统收发性能产生影响。迄今为止，研究人员已经进行了在室外天然水域（配有防水设备的发射器和接收器都放在水中）和阳光环境下的实验。实验结果表明：添加聚焦镜头后，由于有限的视场（FOV）（低于5°），太阳光引起的背景噪音的影响可以忽略不计。而且，研究人员研究了从LED光源到APD的UOWC链路中可变背景光的特性。测量结果表明：当ROP超过一定值时，SNR性能较差。研究人员进一步实验分析了该现象的内在原因，实验结果表明：APD的带宽减少是系统增益衰减的主要原因是电噪声的影响（散粒噪声和热噪声）可以忽略不计。研究人员总结了几种基于嵌入式系统的实时UOWC系统方案；他们进一步的研究工作将继续探索具有更高效率和更低成本的方案，例如采用具有更高敏感性的光子探测器或更有效的信道编码器以提升信号传输距离；而且进一步将研究在浅海和深海海底搭建无线光通信系统。可见光通信实验的原理图如图3所示。
图3.可见光通信实验的原理图
4.光传输
由于光纤通信系统不断增加的容量需求导致多载波调制方案吸引了研究人员的极大兴趣。其中，基于CO-OFDM调制的偏移QAM调制技术似乎是改善光谱效率较有希望的解决方案之一。CO-OFDM/OQAM系统通过使用脉冲整形滤波器组和交错的OQAM信号实现了两倍于传统OFDM/QAM符号的实符号率调制。这种改进的系统增强了对频率偏移的鲁棒性；此外，由于时间定位性能较好，CO-OFDM/OQAM可以避免使用循环前缀。与其他传统系统相比，CO-OFDM/OQAM系统吞吐量显著增加。此外，CO-OFDM/OQAM呈现出了更低的光谱旁瓣，可减小子载波之间的最小化保护带并进一步提高频谱效率。在CO-OFDM/OQAM系统中，由于应用在子载波上特定滤波器组的存在，子载波特性需在特定场域中正交后才可实现。因此，在相邻的子载波（频域）和符号（时域）之间存在内在虚拟干扰（IMI）。因为受到IMI的干扰，特别是考虑采用偏振分复用（PDM）技术时，与传统CO-OFDM系统相比，用于进行信道色散估计和补偿的过程变得更加复杂。因此，研究实现最佳信道的估计和均衡过程对于PDM-CO-OFDM/OQAM系统的设计至关重要。近来对CO-OFDM/OQAM信道色散补偿的研究主要关注于均衡器设计。假设信道传递函数已知或完全可估计，研究人员分析了利用前导码估计信道响应的方法；该方法专注于前端设计，通过在目标导频周围分配零以尽量减少IMI影响，同时内插计数以在与零导频相关联的子载波上找到相关的信道响应。同时，存在一种信道估计方法，称为干扰近似方法（IAM）（实际上，IAM是众所周知的OFDM/OQAM的信道估计方法，最初在无线电通信领域内被提出）。该方法可引入到PDM-CO-OFDM/OQAM系统中，其中的滤波器在频域和时域中的移位被视为不同频率-时间（FT）位置的滤波器（不同FT位置的滤波器之间的乘法运算导致了IMI虚值的产生）。但是，傅立叶变换网格中的IMI系数在任何FT位置都不会发生变化，在之前的相关研究中人们只考虑了具有真实导频（IAM-R）的IAM模式。因此，研究人员展示了另一种IAM设计模式，即使用复杂导频（E-IAM-C）的增强型IAM设计模式，它也可以应用于PDMCO-OFDM/OQAM系统的设计。研究人员指出，与IAM-R相比，虽然E-IAM-C降低了误码率（BER）增益，然而导致却导致PAPR的增高。研究人员因此设计了一种新颖的稀疏前导（SP）信道估计（CE）设计方案，与E-IAM-C方法相比，该解决方案在实现BER降低的同时，实现了更低的PAPR值。与IAM方法相比，研究人员设计的解决方案有如下优点：首先与IAM-R和E-IAM-C方法相比，该方案在BER方面获得改进；其次，与EIAM-C相比，该方案提供更低的PAPR和与IAM-R相比的等效PAPR；最后与需要使用6个时隙的IAM方法相比，该方案仅需使用3或4个时隙，相关系统模型如图4所示。
图4.基于稀疏前导信道估计的光通信系统模型
2018年7月出版的JLT主要刊登了以下一些方向的文章，包括：调制技术，光网络及子系统,光信号处理，光传输等，笔者将逐一评析。
1.调制技术
数据中心核心网络带宽需求的不断增加导致高速光通信系统的传输容量也必须不断提升。现有光通信网络的可用带宽是有限的，因此需要利用高阶调制格式才能实现高光谱效率（SE）光信号传输。基于偏振分复用（PDM）16进制正交幅度（16-QAM）格式的光通信系统是在实际可用光信噪比（OSNR）条件下实现高SE的潜在技术之一。例如，基于奈奎斯特原理定义滚降系数为0.01的22信道15.625 Gbaud的PDM 16-QAM信号以16 GHz间隔传输时SE可达6.25b/s/Hz。7×10 Gbaud PDM-16QAM信号在SE为6.60b/s/Hz的情况下，可在SMF-28光纤中实现传输距离超过5890公里。37.5Gbaud 的PDM 16-QAM信号采用后均衡技术可以实现净SE值为6.66b/s/Hz。此外，传输间距为16 GHz的16Gbaud PDM-16QAM信号已经实现了在1200公里标准单模光纤上的成功传输，误码率（BER）低于7％的硬判决前向纠错(HD-FEC)阈值，实现净SE值最高可达7.47b/s/Hz。除了上述的高SE值16-QAM信号传输方案，超奈奎斯特速率（FTN）信号可以通过应用波分复用（WDM）信道进一步提升SE。在FTN系统中，载波间干扰（ICI）和信号间干扰（ISI）是需要解决的两个主要问题。一种直接实现FTN传输的方法是重叠相邻信道，但这将会引入ICI；基于联合多输入多输出（MIMO）系统在30 GHz带宽的2×16 Gbaud双载波FTN 16-QAM超信道中可实现在超过960公里的传输，其净SE值为7.68 b/s/Hz，但是该方法需要锁定光源频率和实现重叠信道的同时接收将增加收发器的复杂性。另一种方案是通过引入可控制的ISI来避免ICI。例如，应用双二进制或多进制整形技术通过余弦频谱整形部分抑制ICI和利用具有2抽头（或3抽头）的最大似然序列检测（MLSD）来消除ISI。实际上，包括光学滤波，电域过滤和数字过滤的主动滤波方法也被证明是有效的。对于光学滤波，大多数研究机构是采用QPSK格式，在组合波分复用信道前通常应用波长选择开关（WSS）且恢复的信号星座图是基于9-QAM星座映射的。然而，对于16-QAM的高阶调制格式，当信道间隔小于信号速率时，光学滤波方法仍然是有缺陷的。因此，引入时频模块（TFP）是一个可行的解决方案，它可以优化时间频率和时间间隔以达到最大SE。通过利用电域过滤技术，PDM-QPSK调制格式的净SE可达7.1 b/s/Hz。研究人员主要使用数字过滤器抑制信道间的ICI以实现更精确的频谱整形。研究人员在5信道WDM 32GbaudPDM 16-QAM FTN系统中验证了上述方案。他们还证明了29 GHz信道间隔的WDM信号可以在标准单模光纤（SSMF）传输上超过80公里，BER为4.5×10-3（低于7％HD-FEC阈值）；每256Gb/s（32 Gbaud×2×4）信道的总数据传输速率高达1.28Tb/s（256 Gb/s×5）。在WDM系统中比特率为1.15Tb/s，每个信道的比特率为230.8Gb/s，PDM 16-QAM信号的净频谱效率能达到前所未有的高水准值7.96bit/s/Hz（1.15Tb/s/5/29GHz）。研究人员通过实验展示了具有32Gbaud PDM的16-QAM信号和29 GHz信道间隔1.28 Tb/s5波长FTN-WDM系统。在超过80公里的SSMF传输后，FTN-WDM信道的BER均低于7％HD-FEC阈值，相关实验系统的工作流程图如图1所示。
图1.（a）发射机中的DSP处理过程，RRC：上升余弦，AWG：任意波形发生器；（b）接收机中的DSP处理过程，CD：色散，RLS：递归最小二乘，MLSD：最大似然序列；（c）奈奎斯特16-QAM信号的构成，Pol：极化；（d）BPS的算法结构，BPS：盲相搜索。
2.光网络及子系统
具有大时间带宽积的线性调频（LFM）信号是使用最广泛的脉冲压缩信号之一。在测量系统中由于它具备提升测量速度和精度的优点而被广泛地被应用于雷达，声纳，地震勘测，和安全沟通领域。特别是在现代电子战中，来自雷达和通信系统中截取的射频信号需要分享，同时和瞬时测量LFM信号的参数变得非常重要（测量的参数包括中心频率（CF），带宽（BW），脉冲宽度（PW），脉冲幅度（PA）和到达时间（TOA）等）。由于通常需要相关频率信息来识别参数，因此首先需要完成频率测量。虽然传统的电子测量技术在高分辨率下表现高灵活性，但其易受电磁干扰（EMI）的影响；另外，现有的电子技术瓶颈导致测量系统的带宽被限制在大约18GHz范围内；为解决该问题，研究人员设计了基于微波光子学的频率测量方案，即采用光子技术实现大带宽和抵抗EMI的测量过程。一般来说，基于光子学的频率测量技术可以分为三类，即频率-空间映射，频率-时间映射和频率 -功率映射。在第一类方案中，通过使用光学信道器来实现微波频率测量过程；该技术的关键原理是将由频率未知的微波调制的光信号分离到具有不同中心频率的多个光通道。但是，该技术一般需要专门设计的设备，如具有一组连续通带的滤光器、光梳、具有不同自由光谱范围的法布里-珀罗滤波器（FSR）和光电探测器（PD）阵列。因此，这类实验设备通常代价高昂，体积庞大且难以设计。在第二类方案中，光载波信号的时间延迟和微波信号的频率间有内在联系，可以完成同时识别多个频率的过程；与此方法相关的关键问题是系统对色散元件和滤光器有高需求，因此分辨率受到限制；即便可以实现几千赫兹的分辨率，但系统的测量范围会非常小，通常是几MHz。在第三类方案中，通过计算幅度比较函数（ACF）来即时估计微波信号的频率，此方法也可用来监测并比较两个频率相关的光学或微波功率。在基于瞬时频率测量（IFM）方案的典型的光功率监测中，两个载波抑制的双边带信号的载波波长被设置在正弦形滤波器的不同位置，因此两个波长信道中的边带受到不同的影响导致功率衰落，通过监测和比较两个波长通道中的光功率可以估计微波信号的频率。我们知道，为实现载波抑制双边带调制，Mach-Zehnder调制器（MZM）应该偏置在最小传输点，但MZM的偏压飘移将导致显著的测量误差；另一方面，对于基于微波功率监测的IFM方案，调制器通常偏置于正交点。在色散影响之后，不同波长或不同的极化状态的微波调制光信号将产生不同的功率衰落。比较研究发现，从两个光信号中检测到的两个微波功率获得的ACF随着微波频率变化单调增加或减小；因此频率未知的微波信号可以从ACF中检测到。基于双波长或双极化状态微波功率监测系统在范围可调性方面表现良好，但它的缺陷是获得的ACF斜率非常小，这将导致测量范围过小和测量误差增大。为了扩大测量范围并减少测量误差，应用同步相位调制（PM）和强度调制（IM）可实现功率衰减互补。在系统中应用单个偏振调制器（PolM）能简化系统结构；还有其他技术如MZM的级联和四波混频技术均可实现微波功率频率映射。与频率-空间映射和频率-时间映射技术相比，频率-功率映射过程实现简单，而且改进后的测量范围和测量稳定性具有明显的应用优势（在最佳40 GHz测量范围内可实现100 MHz的测量分辨率）。上面讨论的方案仅针对频率设计测量方案。最近，研究人员设计了一种新型可用于同时测量多个参数（频率，幅度，脉冲宽度和到达微波脉冲信号的时间）的方法。虽然该方法对LFM信号多参数测量具有参考意义，但ACF的斜率会随微波频率的变化而变化，导致的后果是，当从LFM信号的振幅比获取宽带的频率慢时，测量值会出现错误且会进一步影响到其他参数。因此，具有恒定一阶线性的ACF需要派生多个参数来识别LFM信号。研究人员提出并实验证明了可以同时测量LFM信号的CF、B、PW、PA和TOA的光学系统。在该系统中，PolM与两个偏振器可同时实现IM和PM；其中，相位调制信号被导入光学线性滤波器用于区分PM-IM转换的边带。根据线性ACF，可以容易地估计LFM信号的频率和其他参数。在实验中，LFM信号的CF、BW、PW、PA和TOA的测量误差分别在±0.3GHz，±0.4GHz，±120ps，±50mV和±15ps范围内。由于获得了ACF的线性特性，测量范围限制在PolM和PD的带宽内，测量范围可能超过50GHz。该技术得以实施归功于基于线性ACF频率-微波功率映射的成功实现。由于光学滤波器的线性特性，一阶PM信号被微分。因此可以通过计算PM信号和IM信号产生光电流的功率来获得线性的ACF。该系统是多功能和结构紧凑的，可以应用到现代电磁对抗系统中，其工作原理图如图2所示。
图2. LFM微波信号的瞬时多参数测量过程和测量系统示意图，LD：激光二极管;PC：偏振控制器; PolM：偏振调制器; PBS：极化分束器; LF：线性滤波器; PD：光电探测器; ADC：模数转换器;DSP：数字信号处理。
3.光信号处理
研究人员设计并演示了一种基于FPGA的实时25mb/s双极性NRZ-OOK可见光收发系统，该系统使用448nm工作波长的商用低成本蓝色LED光源进行水下光无线通信（UOWC）链接，以测试相关实验数据（如水下衰减系数、编码增益、BER和接收器灵敏度等）。同时研究人员也研究了一些在UOWC系统设计中起重要作用的客观制约因素。实验在室内环境中进行，因此背景噪声很小；当然背景光的噪声也应被考虑，以验证其是否会对系统收发性能产生影响。迄今为止，研究人员已经进行了在室外天然水域（配有防水设备的发射器和接收器都放在水中）和阳光环境下的实验。实验结果表明：添加聚焦镜头后，由于有限的视场（FOV）（低于5°），太阳光引起的背景噪音的影响可以忽略不计。而且，研究人员研究了从LED光源到APD的UOWC链路中可变背景光的特性。测量结果表明：当ROP超过一定值时，SNR性能较差。研究人员进一步实验分析了该现象的内在原因，实验结果表明：APD的带宽减少是系统增益衰减的主要原因是电噪声的影响（散粒噪声和热噪声）可以忽略不计。研究人员总结了几种基于嵌入式系统的实时UOWC系统方案；他们进一步的研究工作将继续探索具有更高效率和更低成本的方案，例如采用具有更高敏感性的光子探测器或更有效的信道编码器以提升信号传输距离；而且进一步将研究在浅海和深海海底搭建无线光通信系统。可见光通信实验的原理图如图3所示。
图3.可见光通信实验的原理图
4.光传输
由于光纤通信系统不断增加的容量需求导致多载波调制方案吸引了研究人员的极大兴趣。其中，基于CO-OFDM调制的偏移QAM调制技术似乎是改善光谱效率较有希望的解决方案之一。CO-OFDM/OQAM系统通过使用脉冲整形滤波器组和交错的OQAM信号实现了两倍于传统OFDM/QAM符号的实符号率调制。这种改进的系统增强了对频率偏移的鲁棒性；此外，由于时间定位性能较好，CO-OFDM/OQAM可以避免使用循环前缀。与其他传统系统相比，CO-OFDM/OQAM系统吞吐量显著增加。此外，CO-OFDM/OQAM呈现出了更低的光谱旁瓣，可减小子载波之间的最小化保护带并进一步提高频谱效率。在CO-OFDM/OQAM系统中，由于应用在子载波上特定滤波器组的存在，子载波特性需在特定场域中正交后才可实现。因此，在相邻的子载波（频域）和符号（时域）之间存在内在虚拟干扰（IMI）。因为受到IMI的干扰，特别是考虑采用偏振分复用（PDM）技术时，与传统CO-OFDM系统相比，用于进行信道色散估计和补偿的过程变得更加复杂。因此，研究实现最佳信道的估计和均衡过程对于PDM-CO-OFDM/OQAM系统的设计至关重要。近来对CO-OFDM/OQAM信道色散补偿的研究主要关注于均衡器设计。假设信道传递函数已知或完全可估计，研究人员分析了利用前导码估计信道响应的方法；该方法专注于前端设计，通过在目标导频周围分配零以尽量减少IMI影响，同时内插计数以在与零导频相关联的子载波上找到相关的信道响应。同时，存在一种信道估计方法，称为干扰近似方法（IAM）（实际上，IAM是众所周知的OFDM/OQAM的信道估计方法，最初在无线电通信领域内被提出）。该方法可引入到PDM-CO-OFDM/OQAM系统中，其中的滤波器在频域和时域中的移位被视为不同频率-时间（FT）位置的滤波器（不同FT位置的滤波器之间的乘法运算导致了IMI虚值的产生）。但是，傅立叶变换网格中的IMI系数在任何FT位置都不会发生变化，在之前的相关研究中人们只考虑了具有真实导频（IAM-R）的IAM模式。因此，研究人员展示了另一种IAM设计模式，即使用复杂导频（E-IAM-C）的增强型IAM设计模式，它也可以应用于PDMCO-OFDM/OQAM系统的设计。研究人员指出，与IAM-R相比，虽然E-IAM-C降低了误码率（BER）增益，然而导致却导致PAPR的增高。研究人员因此设计了一种新颖的稀疏前导（SP）信道估计（CE）设计方案，与E-IAM-C方法相比，该解决方案在实现BER降低的同时，实现了更低的PAPR值。与IAM方法相比，研究人员设计的解决方案有如下优点：首先与IAM-R和E-IAM-C方法相比，该方案在BER方面获得改进；其次，与EIAM-C相比，该方案提供更低的PAPR和与IAM-R相比的等效PAPR；最后与需要使用6个时隙的IAM方法相比，该方案仅需使用3或4个时隙，相关系统模型如图4所示。
图4.基于稀疏前导信道估计的光通信系统模型
