400G光模块技术浅析
发布时间：2014-01-22 14:44:06 热度：12449
1/22/2014,随着IEEE 100 Gbit/s(以下简称100G)以太网标准讨论与制定工作的结束，全球主流厂商正在推动100G的全球部署，并把目光聚焦到400G甚至1 Tbit/s系统上来。同40G/100G一样，400G的部署应该是渐进的方式。为了更有效地利用现有的DWDM(密集波分复用)线路资源，降低投资成本，运营商希望400G能在现有的网络上部署，而不是重新设计和建造一个新的网络以适应400G的传输。这意味着400G必须适应100G/40G或10G的网络设计规划，以实现400G、100G/40G 的混合部署。
1、400G LAN接口光模块的技术分析
400G LAN(局域网)接口光模块可能将继续采用100G 以太网中独有的并行传输方式。2011年2月，Finisar在"超越100GE"的研讨会上提出了400 GE模块标准建议，主要支持400 GE-LR16和400 GE-SR16两种应用。其中400 GE-LR16采用16×25 G LAN WDM (1330、1310、1290 和1270 nm 4个波道)来实现，而400 GE～SR16则采用了16×25 G多模光纤接口。此外在物理层定义了CAUI(附加单元接口)-16、CPPI(并行物理接口)-16电接口标准。16×25 G仅仅是100GE的线性扩展，只要工艺达到要求就没有其他技术难点。相比之下，光纤并行将有更多的发展空间，但需要密度更高的光子集成技术的支持才可以使400G商用成为可能。
此外，Finisar还提出了400G LAN 应用的其他可能方式：第1种是利用已商用化的4O G 的EML(电吸收调制激光器)技术组成10×40 G架构；第2种是依靠提高EML技术，采用4电平幅度调制和DSP(数字信号处理)进行色散补偿的8×50 G的构架；第3种是4×100G的架构，这种架构必须采用复杂的幅度相位调制，如PM-QPSK(偏振复用-正交相移键控)，目前还没有能够商用化的技术演示。
NTT的研究报告也指出，在串行数据传输中，16×25 G、10×40G和8X 50 G这几种架构都有可能。对于50 G，调制方式也有基于MZ(马赫-曾德)的DQPSK(差分正交相移键控)调制、或者OOK(开关键控)调制。每种架构在体积、成本、功耗等方面都各有优缺点。从目前的研究成果来看，DML(直接调制激光器)制作工艺简单，功耗低，但是ER(消光比)很小。EML制作工艺复杂、功耗相对较大，但ER较大，可以获得很清晰的眼图。此外，基于InGaA1As的量子阱EAM(电吸收调制器)减小了由于价带偏移造成的在调制过程中的空穴堆积，因此适合用做高速调制。图1～ 图3分别是NTT 在OFC 2011上展示的用于400 GE 的1300 nm、50 G EML的光谱，注入电流与出纤功率的关系以及传输10和40 km后的输出眼图。
对于400 GE系统而言，50 G 的OOK调制由于其整个发射端的体积优势，是一种比较好的折中选择。在这种调制方式下，DML相比而言实现起来更加困难。因此可以预言，EML和8×50 G 的OOK调制在400 GE系统中前景看好。
2、400G长距离传输光模块的技术分析
在ITU-T/IEEE的联合研讨会中，Alcatel-Iucent的报告中提出：OTU5的接口线速率将达到449．219 Gbit/s。随着速率的提高，系统对OSNR(光信噪比)、CD(色度色散)、PMD(偏振模色散)和非线性的要求越来越高。400G信号的色散容限只有0.5 ps/nm，为100G的1/16。400G在OSNR上也遇到了挑战，比100G高了6 dB。尤其采用高于现行的7%的FEC(前向纠错)开销后，可以实现更远距离的传输。目前讨论得更多的是25% 的。400G在PMD方面比100G 遇到的挑战更大，400G PMD容限只有0.25 ps，为100G的1/4。
2.1 激光器线宽的要求
随着数字相干接收技术的发展，高阶多电平调制格式由于其高频谱效率的特点在DWDM 系统中越来越引人注目。发射机激光器和接收机本振光的相噪特性决定了系统的误码率性能。表1列出了在不同的调制格式下，400G 和100G对激光器线宽要求的比较。表中，△fTX表示发射机激光器线宽，△fLO表示接收机本振光线宽。
2.2 调制码型与波道间隔特征
为了满足400G在当前DWDM 系统中传输的要求，全面提升系统容量，对调制码型最重要的要求是：能够满足SE(频谱效率)和OSNR灵敏度的要求，并且有非常强的非线性容忍度。
单模光纤的理论容量为8 bit/s/Hz，在实际长距离传输的设备和光纤中，上限为4 bit/s/Hz。在现代光通信系统中，载波调制格式对系统性能影响很大，为了达到与现网的10 G、40 G混合部署，实现80波50 GHz间隔，必须达到高SE，这可以通过采用单载波高阶调制或者多载波传输来实现。对于448 G 的传输系统，考虑器件频率漂移和R0ADM(可重构光分插复用器)非理想特性，要求实际中必须采用45 G 的32QAM(正交幅度调制)调制或者28 G的PM(偏振复用)-256QAM。电域OFDM(正交频分复用)也能够取代单载波调制，两者的DSP的复杂程度一样，但是OFDM 由于循环前缀、前导符和训练符号开销等额外信息，通常比相应的单载波格式的SE要低。
为了尽量满足50 GHz的DWDM 波道间隔，2010年的许多理论研究都是采用多电平幅度调制，即PM-256QAM，一共有65536个星座点，相比100G PM-QPSK而言，密度增加了8倍，并且对光噪声和XPM(交叉相位调制)/SPM(自相位调制)非常敏感，传输距离非常短。从目前报道的单载波高速QAM 的演示情况看来，短期内在448 G传输中，无论是单载波PM～256QAM 还是电OFDM 的32QAM，都还无法实现商用化。
第1种放宽SE要求的解决方法：摒弃50 GHz WDM 间隔的硬性要求，如采用56 G PM一16QAM和灵活的70～80 GHz的WDM 间隔，SE为6～5 bit/s/Hz，并且需要有足够多的ROADM 系统支持。数据中心用户偏向于采用这种灵活的解决方案，而拥有大规模、多业务的网状网的电信运营商坚持采用50 GHz的间隔标准。为了兼容50 GHz的边界条件，可以采用逆复用448 G 信道成两个224 G波长。28 G PM-I6QAM 的调制方式可达到4 bit/s/Hz净SE，相比100G PM-QPSK，加倍增大了WDM 每根光纤的容量。另外，为了实现10G、40G/100G到400G的无缝升级部署，对WSS(波长选择开关)提出了可调带宽的要求。
第2种解决方法：用32QAM 或者更高阶调制的低速光子载波正交复用来代替单载波448 G信号。这种方法被称为相干WDM 或者相干光OFDM。它与DWDM 逆复用性质不同，因为它可以获得与特定调制格式下单载波相同的SE以及相干接收的OSNR容忍度。一个448 G的发射机可以用10个单独调制的正交光子载波。接收机可以分两组(每5个为一组)探测接收。从上述讨论看来，为了获得最高可能的子载波速率，可以在电域上进行处理，保持并行的光路数最小会是一个更实际且更经济的方案。表2列出了OFDM 与单载波在400G系统中的性能比较。
由于相比单载波极高的灵敏度和优异的CD/PMD容忍度，多极化数字相干接收的CO(相干光)-OFDM 变得越来越有前景而开始受到业界的普遍关注。在对未来基于OFDM 调制的400G光模块结构的探索中，主要有3种架构：基于FFT(快速傅里叶变换)的OOFDM (光正交频分复用)、全光OFDM 和电光OFDM。
传统的OOFDM 采用基于DSP/DAC的IFFT(快速傅里叶逆变换)的信号合成和FFT 的解调，CD和PMD容限可以通过插入的循环前缀或者保护间隔、训练符号获得提升，但是这样会造成10%或者20%的额外开销，并且会增加线速率。尤其是在需要周期CD补偿的传输线路中，基于DSP的多载波OFDM 的传输性能会受到光纤非线性特性的限制。利用硅基PLC(平面光波导)和LN(铌酸锂)光波电路的混合集成技术，已经可以制作双载波的QPSK(正交相移键控)调制器来实现单偏振态100G的调制(25 G)以及双偏振态111 G 调制(13．9 G)。考虑到发射机的复杂度，不像传统的基于DSP的OFDM，子载波的个数必须比较少(一般为2～4)，因为子载波的数量较少可以有效降低PAPR。此外，发射端也不需要DSP和DAC。由于少量载波的使用，循环开销会导致额外的开销或者限制补偿能力。因为，我们需要在接收机采用基于CD/PMD补偿的线性滤波器。
全光OFDM，必须插入GI(保护间隔)用以提高、CD和PMD容忍度，并且需要长的符号周期(很多子载波)用来抵消GI造成的开销，因此提出了电光OFDM 的架构来解决这一问题，电光OFDM 的架构可以满足更高速率的要求。表3列出了400G系统中各种不同调制码型的性能比较。
综上所述，由于采用了较少的子载波，全光OFDM 有以下两个优点：不需要发射端的DSP/DAC，具有相对较低的电、光复杂度；由于采用了较少的子载波，从而降低了信号的PAPR，在有CD补偿或者低色散的光纤线路上，具有良好的非线性抑制能力。因此从成本、性能和实现的复杂度等来看，全光OFDM 调制技术(2SC-DP-16QAM 格式)和灵活的波道间隔更能吸引光模块厂商的注意，它将在400G商用早期扮演重要的角色。
3、400G检测技术
3.1 微光学及混合集成技术
由于400G系统采用了更高阶的星座调制，在线路的接收端则需要更大量数字信号的解决方案。为了满足>17dB的CMRR(共模抑制比)，混频失配损耗必须在1%～2%之间，PD(光探测器)响应度失配必须< 10%。平衡接收要求所有的PD 以及TIA(跨阻放大器)具有良好的匹配特性，两PD之间的歪斜必须小。此外，多通道PD之间的歪斜和灵敏度的不平衡会降低接收机的CMRR。TIA也需要保持信号的良好线性度以实现ADC的纯数字化。
对于相干探测而言，采用分立的自由空间的90°混频器和光平衡探测器搭建相干接收系统，这种复杂的配置方法要实现商用化是很难的。从2009年的ECOC上，U2T 和HHI演示了单片集成的PLC 90°。混频器和两对高速平衡PD 的接收机，到2010年的ECOC上，U2T和HH1再度演示了单片集成的两路PLC 90°。混频器和8个高速平衡PD的接收机。从近几年100G传输技术的演进和发展趋势看来，400G线路接收技术也逐渐走向集成化。
集成的接收机多采用单片集成和自由空间光学器件，没有一种方法能够得到满意的性能、可靠性以及低成本。对此，NTT 采用了硅基PLC技术将PBS(偏振分束器)和90°光混频器集成为单片DPOH(双极化光混频器)。另外采用一个新的多通道准直仪使DPOH和PD之间的耦合损耗更低，并且抑制温度变化引起的耦合偏差。此外，NTT还研制出一种芯片级紧凑型高速光电转换器结构，并运用这些技术制作出了集成相干接收机。微光学准直技术使得基于PLC混合集成器件的PD灵敏度匹配以及温度性能得到极大改善。
由于微电子是硅基平面工艺，光电子器件是立体工艺的。相比混合集成，PIC(光子集成电路)可以显著减小光模块的体积，节约封装成本，并且平板连接可以使光程匹配和平衡变得容易，进而有效地控制偏差，是未来的主流技术。目前Bell实验室已经对单片硅集成相干探测技术有所研究，但是还有很多技术难关有待突破。在400G早期，硅基PLC与自由空间光学器件混合集成还会是比较成熟的商用方案。
3.2 分带探测技术
数字相干接收技术在高速传输领域被普遍认为是一种很有前景的技术，因为它可以提高系统的OSNR灵敏度，补偿CD和PMD线路传输损伤。由于电速率的"瓶颈"，ADC的采样率很长一段时间内将被限制在100 GS/s以内。为了有效地解决在400G甚至T bit/s信道传输中的这一问题，采用多载波调制格式是一种有效的方法。
采用波长无关探测，接收机硬件复杂度可通过探测多个载波分带来降低，不仅可以不受ADC采样率瓶颈的约束，而且可减轻DSP的负荷。图4所示为光收发合一模块的结构框图。
3.3 处理能力与功耗
目前在100G系统中，大部分光器件已达到可以商用的程度，但是在相干接收技术中，关键的ADC和DSP芯片量产商用的最大问题就是处理能力和功耗。尽管在2010年，Alcatel-Lucent已经在112 G的长距离系统采用了70M+门的56 GS/s的ADC/DSP，但预测在400G系统中将面临同样的瓶颈。
现在更小工艺尺寸的CMOS(互补金属氧化物半导体)技术可以达到低功耗、高速高密度的结合，但是它是以更高的噪声和更多的失配为代价的。最常用的解决方案是增加晶体管的尺寸(门长度或者宽度)，但是在这里不太现实，会引入额外的带宽减小和带来更大的功耗。然而小尺寸的晶体管意味着不仅在信号链路上，而且在时钟链路上，S/H(采样保持)和ADC电路都存在着失配。可以通过单片校准来减少失配引入的误差。此外，采用全新的采样/解复用架构和实时的简单的幅度、时序校准，可以在不需要极短沟道晶体管的情况下满足光模块对线性度、噪声以及带宽的需求，并且ADC的功耗< 0.5W。
由于其低成本、高集成度以及低功耗，Si CMOS工艺目前已经开始在一些应用中取代III-V族元素的器件。在已经商用部署的光传输系统产品中的信号处理单片ASIC(专用集成电路)芯片中已经采用了现有的90或65 nm 的CMOS工艺，并且能满足长距离光网络系统的性能与功耗要求。在未来采用40 nm或者更小尺寸的工艺设计中，将使其能在短距离和更高速的400G系统中实现商用。
4 结束语
400G长距离传输使光通信又进人一个崭新的时代，光通信正从单载波调制相干探测向偏振复用的多载波多电平相位调制和阵列相干探测转变。光子集成和电子集成、ADC/DSP技术将是400G光通信模块以及系统商用化的关键。随着以太网标准化的迫切需求，光并行化的要求将对光子集成技术产生巨大的推动作用。在未来2～3年内，400G 电光OFDM 相关的技术会逐渐成熟，虽然这些器件在成本和功耗方面离商用还有一定的距离，但是随着这些技术逐渐走向成熟以及相关标准的讨论和制定，400G系统商用的序幕也即将拉开。
文章来源：移动Labs
1、400G LAN接口光模块的技术分析
400G LAN(局域网)接口光模块可能将继续采用100G 以太网中独有的并行传输方式。2011年2月，Finisar在"超越100GE"的研讨会上提出了400 GE模块标准建议，主要支持400 GE-LR16和400 GE-SR16两种应用。其中400 GE-LR16采用16×25 G LAN WDM (1330、1310、1290 和1270 nm 4个波道)来实现，而400 GE～SR16则采用了16×25 G多模光纤接口。此外在物理层定义了CAUI(附加单元接口)-16、CPPI(并行物理接口)-16电接口标准。16×25 G仅仅是100GE的线性扩展，只要工艺达到要求就没有其他技术难点。相比之下，光纤并行将有更多的发展空间，但需要密度更高的光子集成技术的支持才可以使400G商用成为可能。
此外，Finisar还提出了400G LAN 应用的其他可能方式：第1种是利用已商用化的4O G 的EML(电吸收调制激光器)技术组成10×40 G架构；第2种是依靠提高EML技术，采用4电平幅度调制和DSP(数字信号处理)进行色散补偿的8×50 G的构架；第3种是4×100G的架构，这种架构必须采用复杂的幅度相位调制，如PM-QPSK(偏振复用-正交相移键控)，目前还没有能够商用化的技术演示。
NTT的研究报告也指出，在串行数据传输中，16×25 G、10×40G和8X 50 G这几种架构都有可能。对于50 G，调制方式也有基于MZ(马赫-曾德)的DQPSK(差分正交相移键控)调制、或者OOK(开关键控)调制。每种架构在体积、成本、功耗等方面都各有优缺点。从目前的研究成果来看，DML(直接调制激光器)制作工艺简单，功耗低，但是ER(消光比)很小。EML制作工艺复杂、功耗相对较大，但ER较大，可以获得很清晰的眼图。此外，基于InGaA1As的量子阱EAM(电吸收调制器)减小了由于价带偏移造成的在调制过程中的空穴堆积，因此适合用做高速调制。图1～ 图3分别是NTT 在OFC 2011上展示的用于400 GE 的1300 nm、50 G EML的光谱，注入电流与出纤功率的关系以及传输10和40 km后的输出眼图。
对于400 GE系统而言，50 G 的OOK调制由于其整个发射端的体积优势，是一种比较好的折中选择。在这种调制方式下，DML相比而言实现起来更加困难。因此可以预言，EML和8×50 G 的OOK调制在400 GE系统中前景看好。
2、400G长距离传输光模块的技术分析
在ITU-T/IEEE的联合研讨会中，Alcatel-Iucent的报告中提出：OTU5的接口线速率将达到449．219 Gbit/s。随着速率的提高，系统对OSNR(光信噪比)、CD(色度色散)、PMD(偏振模色散)和非线性的要求越来越高。400G信号的色散容限只有0.5 ps/nm，为100G的1/16。400G在OSNR上也遇到了挑战，比100G高了6 dB。尤其采用高于现行的7%的FEC(前向纠错)开销后，可以实现更远距离的传输。目前讨论得更多的是25% 的。400G在PMD方面比100G 遇到的挑战更大，400G PMD容限只有0.25 ps，为100G的1/4。
2.1 激光器线宽的要求
随着数字相干接收技术的发展，高阶多电平调制格式由于其高频谱效率的特点在DWDM 系统中越来越引人注目。发射机激光器和接收机本振光的相噪特性决定了系统的误码率性能。表1列出了在不同的调制格式下，400G 和100G对激光器线宽要求的比较。表中，△fTX表示发射机激光器线宽，△fLO表示接收机本振光线宽。
2.2 调制码型与波道间隔特征
为了满足400G在当前DWDM 系统中传输的要求，全面提升系统容量，对调制码型最重要的要求是：能够满足SE(频谱效率)和OSNR灵敏度的要求，并且有非常强的非线性容忍度。
单模光纤的理论容量为8 bit/s/Hz，在实际长距离传输的设备和光纤中，上限为4 bit/s/Hz。在现代光通信系统中，载波调制格式对系统性能影响很大，为了达到与现网的10 G、40 G混合部署，实现80波50 GHz间隔，必须达到高SE，这可以通过采用单载波高阶调制或者多载波传输来实现。对于448 G 的传输系统，考虑器件频率漂移和R0ADM(可重构光分插复用器)非理想特性，要求实际中必须采用45 G 的32QAM(正交幅度调制)调制或者28 G的PM(偏振复用)-256QAM。电域OFDM(正交频分复用)也能够取代单载波调制，两者的DSP的复杂程度一样，但是OFDM 由于循环前缀、前导符和训练符号开销等额外信息，通常比相应的单载波格式的SE要低。
为了尽量满足50 GHz的DWDM 波道间隔，2010年的许多理论研究都是采用多电平幅度调制，即PM-256QAM，一共有65536个星座点，相比100G PM-QPSK而言，密度增加了8倍，并且对光噪声和XPM(交叉相位调制)/SPM(自相位调制)非常敏感，传输距离非常短。从目前报道的单载波高速QAM 的演示情况看来，短期内在448 G传输中，无论是单载波PM～256QAM 还是电OFDM 的32QAM，都还无法实现商用化。
第1种放宽SE要求的解决方法：摒弃50 GHz WDM 间隔的硬性要求，如采用56 G PM一16QAM和灵活的70～80 GHz的WDM 间隔，SE为6～5 bit/s/Hz，并且需要有足够多的ROADM 系统支持。数据中心用户偏向于采用这种灵活的解决方案，而拥有大规模、多业务的网状网的电信运营商坚持采用50 GHz的间隔标准。为了兼容50 GHz的边界条件，可以采用逆复用448 G 信道成两个224 G波长。28 G PM-I6QAM 的调制方式可达到4 bit/s/Hz净SE，相比100G PM-QPSK，加倍增大了WDM 每根光纤的容量。另外，为了实现10G、40G/100G到400G的无缝升级部署，对WSS(波长选择开关)提出了可调带宽的要求。
第2种解决方法：用32QAM 或者更高阶调制的低速光子载波正交复用来代替单载波448 G信号。这种方法被称为相干WDM 或者相干光OFDM。它与DWDM 逆复用性质不同，因为它可以获得与特定调制格式下单载波相同的SE以及相干接收的OSNR容忍度。一个448 G的发射机可以用10个单独调制的正交光子载波。接收机可以分两组(每5个为一组)探测接收。从上述讨论看来，为了获得最高可能的子载波速率，可以在电域上进行处理，保持并行的光路数最小会是一个更实际且更经济的方案。表2列出了OFDM 与单载波在400G系统中的性能比较。
由于相比单载波极高的灵敏度和优异的CD/PMD容忍度，多极化数字相干接收的CO(相干光)-OFDM 变得越来越有前景而开始受到业界的普遍关注。在对未来基于OFDM 调制的400G光模块结构的探索中，主要有3种架构：基于FFT(快速傅里叶变换)的OOFDM (光正交频分复用)、全光OFDM 和电光OFDM。
传统的OOFDM 采用基于DSP/DAC的IFFT(快速傅里叶逆变换)的信号合成和FFT 的解调，CD和PMD容限可以通过插入的循环前缀或者保护间隔、训练符号获得提升，但是这样会造成10%或者20%的额外开销，并且会增加线速率。尤其是在需要周期CD补偿的传输线路中，基于DSP的多载波OFDM 的传输性能会受到光纤非线性特性的限制。利用硅基PLC(平面光波导)和LN(铌酸锂)光波电路的混合集成技术，已经可以制作双载波的QPSK(正交相移键控)调制器来实现单偏振态100G的调制(25 G)以及双偏振态111 G 调制(13．9 G)。考虑到发射机的复杂度，不像传统的基于DSP的OFDM，子载波的个数必须比较少(一般为2～4)，因为子载波的数量较少可以有效降低PAPR。此外，发射端也不需要DSP和DAC。由于少量载波的使用，循环开销会导致额外的开销或者限制补偿能力。因为，我们需要在接收机采用基于CD/PMD补偿的线性滤波器。
全光OFDM，必须插入GI(保护间隔)用以提高、CD和PMD容忍度，并且需要长的符号周期(很多子载波)用来抵消GI造成的开销，因此提出了电光OFDM 的架构来解决这一问题，电光OFDM 的架构可以满足更高速率的要求。表3列出了400G系统中各种不同调制码型的性能比较。
综上所述，由于采用了较少的子载波，全光OFDM 有以下两个优点：不需要发射端的DSP/DAC，具有相对较低的电、光复杂度；由于采用了较少的子载波，从而降低了信号的PAPR，在有CD补偿或者低色散的光纤线路上，具有良好的非线性抑制能力。因此从成本、性能和实现的复杂度等来看，全光OFDM 调制技术(2SC-DP-16QAM 格式)和灵活的波道间隔更能吸引光模块厂商的注意，它将在400G商用早期扮演重要的角色。
3、400G检测技术
3.1 微光学及混合集成技术
由于400G系统采用了更高阶的星座调制，在线路的接收端则需要更大量数字信号的解决方案。为了满足>17dB的CMRR(共模抑制比)，混频失配损耗必须在1%～2%之间，PD(光探测器)响应度失配必须< 10%。平衡接收要求所有的PD 以及TIA(跨阻放大器)具有良好的匹配特性，两PD之间的歪斜必须小。此外，多通道PD之间的歪斜和灵敏度的不平衡会降低接收机的CMRR。TIA也需要保持信号的良好线性度以实现ADC的纯数字化。
对于相干探测而言，采用分立的自由空间的90°混频器和光平衡探测器搭建相干接收系统，这种复杂的配置方法要实现商用化是很难的。从2009年的ECOC上，U2T 和HHI演示了单片集成的PLC 90°。混频器和两对高速平衡PD 的接收机，到2010年的ECOC上，U2T和HH1再度演示了单片集成的两路PLC 90°。混频器和8个高速平衡PD的接收机。从近几年100G传输技术的演进和发展趋势看来，400G线路接收技术也逐渐走向集成化。
集成的接收机多采用单片集成和自由空间光学器件，没有一种方法能够得到满意的性能、可靠性以及低成本。对此，NTT 采用了硅基PLC技术将PBS(偏振分束器)和90°光混频器集成为单片DPOH(双极化光混频器)。另外采用一个新的多通道准直仪使DPOH和PD之间的耦合损耗更低，并且抑制温度变化引起的耦合偏差。此外，NTT还研制出一种芯片级紧凑型高速光电转换器结构，并运用这些技术制作出了集成相干接收机。微光学准直技术使得基于PLC混合集成器件的PD灵敏度匹配以及温度性能得到极大改善。
由于微电子是硅基平面工艺，光电子器件是立体工艺的。相比混合集成，PIC(光子集成电路)可以显著减小光模块的体积，节约封装成本，并且平板连接可以使光程匹配和平衡变得容易，进而有效地控制偏差，是未来的主流技术。目前Bell实验室已经对单片硅集成相干探测技术有所研究，但是还有很多技术难关有待突破。在400G早期，硅基PLC与自由空间光学器件混合集成还会是比较成熟的商用方案。
3.2 分带探测技术
数字相干接收技术在高速传输领域被普遍认为是一种很有前景的技术，因为它可以提高系统的OSNR灵敏度，补偿CD和PMD线路传输损伤。由于电速率的"瓶颈"，ADC的采样率很长一段时间内将被限制在100 GS/s以内。为了有效地解决在400G甚至T bit/s信道传输中的这一问题，采用多载波调制格式是一种有效的方法。
采用波长无关探测，接收机硬件复杂度可通过探测多个载波分带来降低，不仅可以不受ADC采样率瓶颈的约束，而且可减轻DSP的负荷。图4所示为光收发合一模块的结构框图。
3.3 处理能力与功耗
目前在100G系统中，大部分光器件已达到可以商用的程度，但是在相干接收技术中，关键的ADC和DSP芯片量产商用的最大问题就是处理能力和功耗。尽管在2010年，Alcatel-Lucent已经在112 G的长距离系统采用了70M+门的56 GS/s的ADC/DSP，但预测在400G系统中将面临同样的瓶颈。
现在更小工艺尺寸的CMOS(互补金属氧化物半导体)技术可以达到低功耗、高速高密度的结合，但是它是以更高的噪声和更多的失配为代价的。最常用的解决方案是增加晶体管的尺寸(门长度或者宽度)，但是在这里不太现实，会引入额外的带宽减小和带来更大的功耗。然而小尺寸的晶体管意味着不仅在信号链路上，而且在时钟链路上，S/H(采样保持)和ADC电路都存在着失配。可以通过单片校准来减少失配引入的误差。此外，采用全新的采样/解复用架构和实时的简单的幅度、时序校准，可以在不需要极短沟道晶体管的情况下满足光模块对线性度、噪声以及带宽的需求，并且ADC的功耗< 0.5W。
由于其低成本、高集成度以及低功耗，Si CMOS工艺目前已经开始在一些应用中取代III-V族元素的器件。在已经商用部署的光传输系统产品中的信号处理单片ASIC(专用集成电路)芯片中已经采用了现有的90或65 nm 的CMOS工艺，并且能满足长距离光网络系统的性能与功耗要求。在未来采用40 nm或者更小尺寸的工艺设计中，将使其能在短距离和更高速的400G系统中实现商用。
4 结束语
400G长距离传输使光通信又进人一个崭新的时代，光通信正从单载波调制相干探测向偏振复用的多载波多电平相位调制和阵列相干探测转变。光子集成和电子集成、ADC/DSP技术将是400G光通信模块以及系统商用化的关键。随着以太网标准化的迫切需求，光并行化的要求将对光子集成技术产生巨大的推动作用。在未来2～3年内，400G 电光OFDM 相关的技术会逐渐成熟，虽然这些器件在成本和功耗方面离商用还有一定的距离，但是随着这些技术逐渐走向成熟以及相关标准的讨论和制定，400G系统商用的序幕也即将拉开。
文章来源：移动Labs
